如何计算降压、升压、降压-升压电路中的电感？
关键词:升压电路；软开关；同步整流
介绍
轻量化和小型化是目前电源产品追求的目标。提高开关频率可以减小电感、电容和其他元件的体积。然而，提高开关频率的瓶颈是器件的开关损耗，因此软开关技术应运而生。一般为了达到理想的软开关效果，需要有一个或多个辅助开关为主开关创造软开关条件，并且希望辅助开关本身也能实现软开关。
作为一种基本的DC/DC拓扑，Boost电路广泛应用于各种电源产品中。由于升压电路只包含一个开关，往往需要增加许多有源或无源的额外电路来实现软开关，增加了变换器的成本，降低了变换器的可靠性。
升压电路除了开关管外还有一个二极管。在低电压输出的情况下，最好用MOSFET代替二极管(同步整流),以获得更高的效率。如果能将这种同步开关作为主开关的辅助管，创造软开关条件，同时实现软开关，将是一种较好的方案。
提出了一种利用Boost电路实现软开关的方法。这种方案适用于低输出电压的情况。
1的工作原理
图1显示了一个带有两个开关的同步升压电路。两个开关是互补的，中间有一定的死区，防止* * *状态导通，如图2所示。通常，设计中电感上的电流是单向的，如图2的第五个波形所示。考虑到开关的结电容和死区时间，一个周期可以分为五个阶段，每个阶段的等效电路如图3所示。下面简单介绍一下电感电流方向不变的同步升压电路的工作原理。在本设计中，S2可以实现软切换，但S1只能工作在硬切换状态。
1)阶段1 [t0 ~ T1]在这个阶段，S1导通，输入电压施加在L上，L上的电流线性增加。在时间t1，S1关闭，并且该阶段结束。
2)第二阶段[T1 ~ T2] S1关断后，S1的结电容被电感电流充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可近似视为线性下降，直至降至零，此阶段结束。
3)阶段3【T2 ~ T3】当S2的漏源电压降至零时，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，为S2的零电压导通创造了条件。
4)在阶段4 [T3 ~ T4]，S2的栅极变为高电平，S2的零电压导通。电感器L上的电流再次流过S2。l承担输出电压与输入电压之差，电流线性下降，直到S2关断，此阶段结束。
5)第5阶段[T4 ~ T5]，电感L上的电流方向仍然为正，所以电流只能转移到S2的寄生二极管，S1的结电容无法放电。因此，S1处于硬切换状态。
然后S1开启，进入下一个循环。从上面的分析可以看出，S2实现了软开关，而S1没有。原因是S2关断后，电感上的电流方向为正，S1的结电容无法放电。但是，如果L设计得足够小，使得S2关断时电感电流为负，如图4所示，则S1的结电容可以放电，实现S1的软开关。
在这种情况下，一个周期可以分为六个阶段，每个阶段的等效电路如图5所示。其工作原理描述如下。
1)阶段1 [t0 ~ T1]在这个阶段，S1导通，输入电压施加在L上，L上的电流从负到正线性增加。在时间t1，S1关闭，并且该阶段结束。
2)第二级[T1 ~ T2] S1关断后，电感电流为正，S1的结电容充电，使S2的结电容放电，S2的漏源电压可近似认为是线性下降。这个阶段结束，直到S2的漏极-源极电压降到零。
3)阶段3【T2 ~ T3】当S2的漏源电压降至零时，S2的寄生二极管导通，将S2的漏源电压箝位在零电压状态，为S2的零电压导通创造了条件。
4)在阶段4 [T3 ~ T4]，S2的栅极变为高电平，S2的零电压导通。电感器L上的电流再次流过S2。l承受输出电压和输入电压之差，电流是线性的？很小，直到它变成负值，然后S2关闭，这个阶段结束。
5)阶段5 [T4 ~ T5]电感L上的电流方向为负，正好可以给S1的结电容放电，给S2的结电容充电。S1的漏源电压可以近似认为是线性下降。直到S1的漏源电压下降到零，这个阶段结束。
6)阶段6 [T5 ~ T6]当S1的漏源电压降至零时，S1的寄生二极管导通，将S1的漏源电压箝位在零电压状态，为S1的零电压导通创造了条件。
然后S1零电压开启，进入下一个周期。可以看出，在该方案中，交换机S1和S2都可以实现软切换。
2软交换的参数设计
Boost电路的软开关通过同步整流和电感电流反向实现，两种开关的软开关难度不一样。电感电流的峰峰值可以表示为:
δI =(VinDT)/L(1)
其中:d为占空比；
t是开关周期。
因此，电感上电流的最大值和最小值可以表示为:
IMAX =δI/2+Io(2)
imin =δI/2-Io(3)
其中:Io为输出电流。
将公式(1)代入公式(2)和公式(3)即可得到。
Imax=(VinDT)/2L+Io (4)
艾明=(文特)/2L-伊奥(5)
从上面的原理分析可以看出，S1的软开关条件是通过Imin对S2的结电容充电，S1的结电容放电来实现的。S2的软开关条件是通过Imax对S1的结电容充电，对S2的结电容放电实现的。另外，通常在满载情况下|Imax|？|Imin| .所以S1和S2之间的软切换难度是不一样的，S1比S2要难很多。在这里，S1称为弱管，S2称为强管。
强晶体管S2的软开关极限条件是L和S1的结电容与S2的结电容C2谐振，C2上的电压可以谐振到零的条件可以用公式(6)表示。
将公式(4)代入公式(6)可以得到。
其实方程(7)很容易满足，死区时间不可能很大。因此，可以近似认为电感L上的电流在死区时间内保持不变，即恒流源正在给S2的结电容充电，使得S1的结电容放电。这种情况下的ZVS条件称为充分条件，表达式为公式(8)。
(C2+C1)Vo≤(文特/2L+Io)tdead2 (8)
其中:tdead2是S2开启前的死区时间。
类似地，弱晶体管S1的软开关条件如下
(c 1+C2)Vo ≤( VinDT/2L-Io)tdead 1(9)
其中:tdead1为S1开盘前的死区时间。
在实际电路设计中，强晶体管的软开关条件非常容易实现，所以关键是设计弱晶体管的软开关条件。首先确定最大容许死区时间，然后根据公式(9)计算电感L。因为，在软开关的前提下，L不能太小，以免造成开关管上的有效电流值过大，从而使开关的导通损耗过大。
3实验结果
一个开关频率为200kHz、功率为100W的同步Boost变换器进一步验证了上述软开关实现方法的正确性。
变频器的规格和主要参数如下:
输入电压Vin24V
输出电压Vo40V
输出电流Io0~2.5A
工作频率f200kHz
主开关S1和S2IRFZ44
电感L4.5μH
图6(a)、图6(b)和图6(c)是满载(2.5A)时的实验波形。从图6(a)可以看出，电感器L上的电流将在DT或(1-d) T的周期内反转，这产生了S1的软开关的条件。从图6(b)和图6(c)可以看出，交换机S1和S2都实现了ZVS。但是从电压vds的下降斜率来看，S1比S2的ZVS条件差，这就是强管和弱管的区别。
图7示出了在不同负载电流下转换器的转换效率。最高效率达到97.1%，满载效率为96.9%。
4结论
本文提出了一种Boost电路的软开关策略:同步整流加电感电流反向。在该方案中，根据软开关条件的不同，将两个开关管分为强管和弱管。在设计中，电感L应根据弱晶体管的临界软开关条件来确定。因为实现了软开关，所以可以将开关频率设计得相对较高。电感可以设计得很小，需要的电感体积也可以比较小(通常可以使用I型磁芯)。因此，该方案适用于高功率密度和低输出电压。