基于UC3842的电流控制开关电源设计论文。谁知道怎么做？

2 UC3842保护电路的缺陷

2.1过载保护缺陷

当电源过载或输出短路时，UC3842的保护电路会降低输出脉冲的占空比、输出电压和UC3842的电源电压。当低到UC3842无法工作时，整个电路闭合，然后通过R6启动下一次启动过程。这种保护称为打嗝保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入一个长时间(几百ms到几s)的启动过程，所以它的平均功率很低。但是，由于变压器的漏电感，有些开关电源在每个开关周期的开关峰值电压很高，即使在占空比很小的情况下，辅助电源电压也无法降得足够低，无法实现理想的保护功能。

2.2过流保护的缺陷

UC3842的过流保护功能通过引脚3实现。当3脚检测到的电压高于1V时，UC3842内部的比较器会翻转，PWM锁存器置零，脉冲调制器关闭，从而实现电路的过流保护。因为检测电阻可以感应峰值电感电流，所以自然形成逐脉冲限流电路。只要检测电阻上的电平达到1V，脉宽调制器将立即关闭。因此，这种峰值电感电流检测技术可以精确地限制最大输出电流，使开关电源中的磁性元件和功率器件在不设计大余量的情况下保证稳压电源的可靠运行。但是我们通常使用的采样电阻是金属膜或者氧化膜电阻，是感性的。当电流流过采样电阻时，会感应出一定的感应电压。这个电感元件在高频时会呈现很大的阻抗，所以会消耗很大的功率。随着频率的增加，流过采样电阻的电流在下一个振荡周期到来之前可能还没有放电完，采样电阻承受的电流会越来越大，造成UC3842的误操作，甚至引起机器爆炸。所以UC3842的这个过流保护功能有时候很难起到很好的保护作用，存在一定的缺陷。

2.3电路稳定性的缺陷

在图1所示的电路中，当电源的占空比大于50%，或者变压器工作在电流连续的情况下，整个电路会产生次谐波振荡，造成电源输出的不稳定。图2显示了变压器中电感电流的变化过程。在时间t0，开关开始导通，使得电感电流以m1的斜率上升，该斜率是输入电压除以电感的函数。在t1，电流采样输入达到由控制电压建立的阈值，这导致开关断开，并且电流以斜率m2衰减，直到下一个振荡周期。如果此时在控制电压上加一个扰动，就会产生一个δ I，于是我们会发现电路不稳定，即在一个固定的振荡器周期内，电流衰减时间减小，最小电流导通时间t2增加δ I+δ IM2/M1，在下一个周期t3最小电流减小到(δ I+δ IM2/M1)。在随后的每个周期中，扰动m2/m1倍增，当开关接通时，电感电流交替增加和减少。可能需要几个振荡器周期才能使电感电流为零并重新开始该过程。如果m2/m1大于1，则转换器不稳定。因此，图1所示电路在某些状态下存在一定的不稳定隐患。

图2电感电流波形图

3.保护电路的改进

根据以上分析，改进后的电路如图3所示，具有以下特点。

1)通过在UC3842的采样电压处连接一个射极跟随器，在控制电压上增加一个与脉宽调制时钟同步的人工斜坡，可以在后续周期内将δ I扰动降低到零。因此，即使系统工作在占空比大于50%或电感电流连续的条件下，系统也不会不稳定。但补偿斜率的斜率必须等于或略大于m2/2，这样系统才能有真正的稳定性。

2)采样电阻改为无感电阻。无感电阻是一种两线并联绕制的绕组电阻，精度高，容易实现大功率。使用无感电阻后，其阻抗不会随着频率的增加而增加。这样即使在高频下，采样电阻消耗的功率也不会超过其标称功率，所以不会出现爆炸现象。

3)反馈电路由TL431和光耦控制。我们都知道放大器用于信号传输时需要传输时间，输出和输入不是同时建立的。如果反馈信号接在UC3842的电压反馈端，反馈信号需要连续通过两个高增益误差放大器，传输时间会增加。由于TL431本身是高增益误差放大器，所以在图3中，直接用1脚作为反馈，在UC3842的8脚(基准电压脚)到1脚之间拉一个电阻，2脚通过R18接地。这样做的好处是跳过了UC3842的内部放大器，从而将反馈信号的传输时间缩短了一半，使电源的动态响应更快。另外，直接控制UC3842的1引脚也可以简化系统的频率补偿和低输出功率。

图3改进的UC3842应用电路

4实验结果

图4显示了UC3842检测电阻的电压波形和采样信号波形。从图4可以看出，改进电路的采样信号波形紧跟检测电阻的电压波形，没有很大的峰值电压。因此，该电路可以有效避免变压器漏电感等异常干扰导致的电源误操作问题，也可以有效避免电源占空比过大导致的系统不稳定问题。

图4检测电阻电压和采样信号波形

5结论

UC3842是一种性能优良的电流控制脉宽调制器，但其保护电路在实际应用中存在一些缺陷。因此，在电源设计中必须改进其保护电路。实验表明，改进后的保护电路使系统性能更加稳定可靠。

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